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-
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+
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-\newcommand{\noun}[1]{\textsc{#1}}
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 \begin{document}
 
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 \begin{document}
 
+\title{A new approach based on a least square method for real-time estimation of cantilever array deflections with a FPGA}
+\author{\IEEEauthorblockN{Raphaël Couturier\IEEEauthorrefmark{1}, Stéphane
+Domas\IEEEauthorrefmark{1}, Gwenhaël Goavec-Merou\IEEEauthorrefmark{2} and
+Michel Lenczner\IEEEauthorrefmark{2}} 
+\IEEEauthorblockA{\IEEEauthorrefmark{1}FEMTO-ST, DISC, University of Franche-Comte, Belfort, France \and 
+\{raphael.couturier,stephane.domas\}@univ-fcomte.fr} 
+\IEEEauthorblockA{\IEEEauthorrefmark{2}FEMTO-ST, Time-Frequency, University of Franche-Comte, Besançon, France \and 
+\{michel.lenczner@utbm.fr,gwenhael.goavec@trabucayre.com} }
+
+\begin{abstract}
+Atomic force microscopes (AFM) provide high resolution images of surfaces.
+In this paper, we focus our attention on an interferometry method for
+deflection estimation of cantilever arrays in quasi-static regime. In its
+original form, spline interpolation was used to determine interference
+fringe phase, and thus the deflections. Computations were performed on a PC.
+Here, we propose a new complete solution with a least square based algorithm
+and an optimized FPGA implementation. Simulations and real tests showed very
+good results and open perspective for real-time estimation and control of
+cantilever arrays in the dynamic regime.
+\end{abstract}
 
 %% \author{\IEEEauthorblockN{Authors Name/s per 1st Affiliation (Author)}
 %% \IEEEauthorblockA{line 1 (of Affiliation): dept. name of organization\\
 
 %% \author{\IEEEauthorblockN{Authors Name/s per 1st Affiliation (Author)}
 %% \IEEEauthorblockA{line 1 (of Affiliation): dept. name of organization\\
 %% line 4: Email: name@xyz.com}
 %% }
 
 %% line 4: Email: name@xyz.com}
 %% }
 
-
-
-\title{A new approach based on least square methods to estimate in real time cantilevers deflection with a FPGA}
-\author{\IEEEauthorblockN{Raphaël Couturier\IEEEauthorrefmark{1}, Stéphane Domas\IEEEauthorrefmark{1}, Gwenhaël Goavec-Merou\IEEEauthorrefmark{2} and Michel Lenczner\IEEEauthorrefmark{2}}
-\IEEEauthorblockA{\IEEEauthorrefmark{1}FEMTO-ST, DISC, University of Franche-Comte, Belfort, France\\
-\{raphael.couturier,stephane.domas\}@univ-fcomte.fr}
-\IEEEauthorblockA{\IEEEauthorrefmark{2}FEMTO-ST, Time-Frequency, University of Franche-Comte, Besançon, France\\
-\{michel.lenczner@utbm.fr,gwenhael.goavec@trabucayre.com}
-}
-
-
-
-
-
-
 %\maketitle
 
 \thispagestyle{empty}
 
 %\maketitle
 
 \thispagestyle{empty}
 
-\begin{abstract}
-
-  Atomic force microscope (AFM) provides high resolution images of
-  surfaces. We focus our attention on an interferometry method to
-  estimate the cantilevers deflection.  The initial method was based
-  on splines to determine the phase of interference fringes, and thus
-  the deflection. Computations were performed on a PC with LabView.
-  In this paper, we propose a new approach based on the least square
-  methods and its implementation that we developed on a FPGA, using
-  the pipelining technique. Simulations and real tests showed us that
-  this implementation is very efficient and should allow us to control
-  a cantilevers array in real time.
-
-
-\end{abstract}
-
 \begin{IEEEkeywords}
 \begin{IEEEkeywords}
-FPGA, cantilever, interferometry.
+FPGA, cantilever arrays, interferometry.
 \end{IEEEkeywords}
 
 \end{IEEEkeywords}
 
-
 \IEEEpeerreviewmaketitle
 
 \section{Introduction}
 
 \IEEEpeerreviewmaketitle
 
 \section{Introduction}
 
-Cantilevers  are  used  inside  atomic  force  microscope (AFM) which  provides  high
-resolution images of  surfaces.  Several techniques have been  used to measure the
-displacement  of cantilevers  in literature.   For example,  it is  possible to
-determine  accurately  the  deflection  with different  mechanisms. 
-In~\cite{CantiPiezzo01},   authors  used   piezoresistor  integrated   into  the
-cantilever.   Nevertheless this  approach  suffers from  the  complexity of  the
-microfabrication  process needed  to  implement the  sensor  in the  cantilever.
-In~\cite{CantiCapacitive03},  authors  have  presented an  cantilever  mechanism
-based on  capacitive sensing. This kind  of technique also  involves to instrument
-the cantilever which result in a complex fabrication process.
-
-In this  paper our attention is focused  on a method based  on interferometry to
-measure cantilevers' displacements.  In  this method cantilevers are illuminated
-by  an optic  source. The  interferometry produces  fringes on  each cantilever
-which enables to  compute the cantilever displacement.  In  order to analyze the
-fringes a  high speed camera  is used. Images  need to be processed  quickly and
-then  a estimation  method is  required to  determine the  displacement  of each
-cantilever.  In~\cite{AFMCSEM11},  authors have  used an algorithm  based on
-spline to estimate the cantilevers' positions.
-
-The overall process gives accurate results but all the computations
-are performed on a standard computer using LabView.  Consequently, the
-main drawback of this implementation is that the computer is a
-bottleneck. In this paper we propose to use a method based on least
-square and to implement all the computation on a FPGA.
-
-The remainder  of the paper  is organized as  follows. Section~\ref{sec:measure}
-describes  more precisely  the measurement  process. Our  solution based  on the
-least  square   method  and   the  implementation  on   FPGA  is   presented  in
-Section~\ref{sec:solus}.       Experimentations      are       described      in
-Section~\ref{sec:results}.  Finally  a  conclusion  and  some  perspectives  are
-presented.
-
-
-
-%% quelques ref commentées sur les calculs basés sur l'interférométrie
-
-\section{Measurement principles}
+Cantilevers are used in atomic force microscopes (AFM) which provide high
+resolution surface images. Several techniques have been reported in
+literature for cantilever displacement measurement. In~\cite{CantiPiezzo01},
+authors have shown how a piezoresistor can be integrated into a cantilever
+for deflection measurement. Nevertheless this approach suffers from the
+complexity of the microfabrication process needed to implement the sensor.
+In~\cite{CantiCapacitive03}, authors have presented a cantilever mechanism
+based on capacitive sensing. These techniques require cantilever
+instrumentation resulting in\ complex fabrication processes.
+
+In this paper  our attention is focused on a method  based on interferometry for
+cantilever  displacement  measurement in  quasi-static  regime. Cantilevers  are
+illuminated  by an  optical  source.  Interferometry  produces fringes  enabling
+cantilever displacement computation. A high  speed camera is used to analyze the
+fringes. In view of real time  applications, images need to be processed quickly
+and then a  fast estimation method is required to  determine the displacement of
+each  cantilever. In~\cite{AFMCSEM11},  an algorithm  based on  spline  has been
+introduced  for  cantilever  position  estimation.  The  overall  process  gives
+accurate results  but computations  are performed on  a standard  computer using
+LabView      \textsuperscript{\textregistered}     \textsuperscript{\copyright}.
+Consequently, the main drawback of this implementation is that the computer is a
+bottleneck. In this  paper we pose the problem  of real-time cantilever position
+estimation and  bring a  hardware/software solution. It  includes a  fast method
+based on least squares and its FPGA implementation.
+
+The remainder of the paper is organized as follows. Section~\ref{sec:measure}
+describes the measurement process. Our solution based on the least square
+method and its implementation on a FPGA is presented in Section~\ref{sec:solus}. Numerical experimentations are described in Section~\ref{sec:results}. Finally a conclusion and some perspectives are drawn.
+
+\section{Architecture and goals}
+
 \label{sec:measure}
 
 \label{sec:measure}
 
-\subsection{Architecture}
+In order to build simple, cost effective and user-friendly cantilever
+arrays, authors of ~\cite{AFMCSEM11} have developed a system based on
+interferometry.
+
+\subsection{Experimental setup}
+
 \label{sec:archi}
 \label{sec:archi}
-%% description de l'architecture générale de l'acquisition d'images
-%% avec au milieu une unité de traitement dont on ne précise pas ce
-%% qu'elle est.
-
-In order to develop simple,  cost effective and user-friendly cantilever arrays,
-authors   of    ~\cite{AFMCSEM11}   have   developed   a    system   based   of
-interferometry. In opposition to other optical based systems, using a laser beam
-deflection scheme and  sensitive to the angular displacement  of the cantilever,
-interferometry  is sensitive  to  the  optical path  difference  induced by  the
-vertical displacement of the cantilever.
-
-The system build by these authors is based on a Linnick
-interferometer~\cite{Sinclair:05}.  It is illustrated in
-Figure~\ref{fig:AFM}.  A laser diode is first split (by the splitter)
-into a reference beam and a sample beam that reaches the cantilever
-array.  In order to be able to move the cantilever array, it is
-mounted on a translation and rotational hexapod stage with five
-degrees of freedom. The optical system is also fixed to the stage.
-Thus, the cantilever array is centered in the optical system which can
-be adjusted accurately.  The beam illuminates the array by a
-microscope objective and the light reflects on the cantilevers.
-Likewise the reference beam reflects on a movable mirror.  A CMOS
-camera chip records the reference and sample beams which are
-recombined in the beam splitter and the interferogram.  At the
-beginning of each experiment, the movable mirror is fitted manually in
-order to align the interferometric fringes approximately parallel to
-the cantilevers.  When cantilevers move due to the surface, the
-bending of cantilevers produce movements in the fringes that can be
-detected with the CMOS camera.  Finally the fringes need to be
-analyzed. In~\cite{AFMCSEM11}, authors used a LabView program to
-compute the cantilevers' deflections from the fringes.
-
-\begin{figure}    
+
+In opposition to other optical based system\textbf{s u}sing a laser beam
+deflection scheme and sensitive to the angular displacement of the
+cantilever, interferometry is sensitive to the optical path difference
+induced by the vertical displacement of the cantilever.
+
+The system is based on a Linnick interferometer~\cite{Sinclair:05}.
+It is illustrated in Figure~\ref{fig:AFM} \footnote{by courtesy of
+  CSEM}. A laser diode is first split (by the splitter) into a
+reference beam and a sample beam both reaching the cantilever array.
+The complete system including a cantilever array\ and the optical
+system can be moved thanks to a translation and rotational hexapod
+stage with five degrees of freedom. Thus, the cantilever array is
+centered in the optical system which can be adjusted accurately.  The
+beam illuminates the array by a microscope objective and the light
+reflects on the cantilevers. Likewise the reference beam reflects on a
+movable mirror. A CMOS camera chip records the reference and sample
+beams which are recombined in the beam splitter and the
+interferogram. At the beginning of each experiment, the movable mirror
+is fitted manually in order to align the interferometric fringes
+approximately parallel to the cantilevers. Then, cantilever motion in
+the transverse direction produces movements in the fringes. They are
+detected with the CMOS camera which images are analyzed by a Labview
+program to recover the cantilever deflections.
+
+\begin{figure}[tbp]
 \begin{center}
 \includegraphics[width=\columnwidth]{AFM}
 \end{center}
 \begin{center}
 \includegraphics[width=\columnwidth]{AFM}
 \end{center}
-\caption{schema of the AFM}
-\label{fig:AFM}   
+\caption{AFM Setup}
+\label{fig:AFM}
 \end{figure}
 
 \end{figure}
 
-
 %% image tirée des expériences.
 
 %% image tirée des expériences.
 
-\subsection{Cantilever deflection estimation}
+\subsection{Inteferometric based cantilever deflection estimation}
+
 \label{sec:deflest}
 
 \label{sec:deflest}
 
-\begin{figure}    
+\begin{figure}[tbp]
 \begin{center}
 \includegraphics[width=\columnwidth]{lever-xp}
 \end{center}
 \begin{center}
 \includegraphics[width=\columnwidth]{lever-xp}
 \end{center}
-\caption{Portion of an image picked by the camera}
-\label{fig:img-xp}   
+\caption{Portion of a camera image showing moving interferometric fringes in
+cantilevers}
+\label{fig:img-xp}
 \end{figure}
 
 \end{figure}
 
-As shown on image \ref{fig:img-xp}, each cantilever is covered by
-several interferometric fringes. The fringes will distort when
-cantilevers are deflected. Estimating the deflection is done by
-computing this distortion. For that, authors of \cite{AFMCSEM11}
-proposed a method based on computing the phase of the fringes, at the
-base of each cantilever, near the tip, and on the base of the
-array. They assume that a linear relation binds these phases, which
-can be use to "unwrap" the phase at the tip and to determine the deflection.\\
-
-More precisely, segment of pixels are extracted from images taken by
-the camera. These segments are large enough to cover several
-interferometric fringes. As said above, they are placed at the base
-and near the tip of the cantilevers. They are called base profile and
-tip profile in the following. Furthermore, a reference profile is
-taken on the base of the cantilever array.
-
-The pixels intensity $I$ (in gray level) of each profile is modelized by:
-
+As shown in Figure \ref{fig:img-xp} \footnote{by courtesy of CSEM}, each
+cantilever is covered by several interferometric fringes. The fringes
+distort when cantilevers are deflected.  In \cite{AFMCSEM11}, a novel
+method for interferometric based cantilever deflection measurement was
+reported. For each cantilever, the method uses three segments of pixels,
+parallel to its section, to determine phase shifts.  The first is
+located just above the AFM tip (tip profile), it provides the phase
+shift modulo $2\pi $. The second one is close to the base junction
+(base profile) and is used to determine the exact multiple of $2\pi $
+through an operation called unwrapping where it is assumed that the
+deflection means along the two measurement segments are linearly
+dependent.  The third is on the base and provides a reference for
+noise suppression.  Finally, deflections are simply derived from phase
+shifts.
+
+The pixel gray-level intensity $I$ of each profile is modelized by%
 \begin{equation}
 \begin{equation}
-\label{equ:profile}
-I(x) = ax+b+A.cos(2\pi f.x + \theta)
-\end{equation}
-
-where $x$ is the position of a pixel in its associated segment.
+I(x)=A\text{ }\cos (2\pi fx+\theta )+ax+b  \label{equ:profile}
+\end{equation}%
+where $x$ denotes the position of a pixel in a segment, $A$, $f$ and $\theta 
+$ are the amplitude, the frequency and the phase of the light signal when
+the affine function $ax+b$ corresponds to the cantilever array surface tilt
+with respect to the light source. 
+
+The method consists in two main sequences.  In the first one
+corresponding to precomputation, the frequency $f$ of each profile is
+determined using a spline interpolation (see section \ref%
+{sec:algo-spline}) and the coefficient used for phase unwrapping is
+computed. The second one, that we call the \textit{acquisition loop,}
+is done after images have been taken at regular time steps. For each
+image, the phase $\theta $ of all profiles is computed to obtain,
+after unwrapping, the cantilever deflection. The phase determination
+in \cite{AFMCSEM11} is achieved by a spline based algorithm which is
+the most consuming part of the computation. In this article, we
+propose an alternate version based on the least square method which is
+faster and better suited for FPGA implementation.
+
+\subsection{Computation design goals}
 
 
-The global method consists in two main sequences. The first one aims
-to determine the frequency $f$ of each profile with an algorithm based
-on spline interpolation (see section \ref{algo-spline}). It also
-computes the coefficient used for unwrapping the phase. The second one
-is the acquisition loop, while which images are taken at regular time
-steps. For each image, the phase $\theta$ of all profiles is computed
-to obtain, after unwrapping, the deflection of
-cantilevers. Originally, this computation was also done with an
-algorithm based on spline. This article proposes a new version based
-on a least square method.
-
-\subsection{Design goals}
 \label{sec:goals}
 
 \label{sec:goals}
 
-The main goal is to implement a computing unit to estimate the
-deflection of about $10\times10$ cantilevers, faster than the stream of
-images coming from the camera. The accuracy of results must be close
-to the maximum precision ever obtained experimentally on the
-architecture, i.e. 0.3nm. Finally, the latency between an image
-entering in the unit and the deflections must be as small as possible
-(NB: future works plan to add some control on the cantilevers).\\
-
-If we put aside some hardware issues like the speed of the link
+To evaluate the solution performances, we choose a goal which consists
+in designing a computing unit able to estimate the deflections of
+a $10\times 10$%
+-cantilever array, faster than the camera image stream. In addition,
+the result accuracy must be close to 0.3nm, the maximum precision
+reached in \cite{AFMCSEM11}. Finally, the latency between the entrance
+of the first pixel of an image and the end of deflection computation
+must be as small as possible. All these requirement are
+stated in the perspective of implementing real-time active control for
+each cantilever, see~\cite{LencznerChap10,Hui11}.
+
+If we put aside other hardware issues like the speed of the link
 between the camera and the computation unit, the time to deserialize
 between the camera and the computation unit, the time to deserialize
-pixels and to store them in memory, ... the phase computation is
-obviously the bottle-neck of the whole process. For example, if we
-consider the camera actually in use, an exposition time of 2.5ms for
-$1024\times 1204$ pixels seems the minimum that can be reached. For
-100 cantilevers, if we neglect the time to extract pixels, it implies
-that computing the deflection of a single
-cantilever should take less than 25$\mu$s, thus 12.5$\mu$s by phase.\\
-
-In fact, this timing is a very hard constraint. Let consider a very
-small program that initializes twenty million of doubles in memory
-and then does 1000000 cumulated sums on 20 contiguous values
-(experimental profiles have about this size). On an intel Core 2 Duo
-E6650 at 2.33GHz, this program reaches an average of 155Mflops. 
-
-%%Itimplies that the phase computation algorithm should not take more than
-%%$155\times 12.5 = 1937$ floating operations. For integers, it gives $3000$ operations. 
-
-Obviously, some cache effects and optimizations on
-huge amount of computations can drastically increase these
-performances: peak efficiency is about 2.5Gflops for the considered
-CPU. But this is not the case for phase computation that used only few
-tenth of values.\\
-
-In order to evaluate the original algorithm, we translated it in C
-language. As said further, for 20 pixels, it does about 1550
-operations, thus an estimated execution time of $1550/155
-=$10$\mu$s. For a more realistic evaluation, we constructed a file of
-1Mo containing 200 profiles of 20 pixels, equally scattered. This file
-is equivalent to an image stored in a device file representing the
-camera. We obtained an average of 10.5$\mu$s by profile (including I/O
-accesses). It is under are requirements but close to the limit. In
-case of an occasional load of the system, it could be largely
-overtaken. A solution would be to use a real-time operating system but
-another one to search for a more efficient algorithm.
-
-But the main drawback is the latency of such a solution: since each
-profile must be treated one after another, the deflection of 100
-cantilevers takes about $200\times 10.5 = 2.1$ms, which is inadequate
-for an efficient control. An obvious solution is to parallelize the
-computations, for example on a GPU. Nevertheless, the cost to transfer
-profile in GPU memory and to take back results would be prohibitive
-compared to computation time. It is certainly more efficient to
-pipeline the computation. For example, supposing that 200 profiles of
-20 pixels can be pushed sequentially in the pipelined unit cadenced at
-a 100MHz (i.e. a pixel enters in the unit each 10ns), all profiles
-would be treated in $200\times 20\times 10.10^{-9} =$ 40$\mu$s plus
-the latency of the pipeline. This is about 500 times faster than
-actual results.\\
-
-For these reasons, an FPGA as the computation unit is the best choice
-to achieve the required performance. Nevertheless, passing from
-a C code to a pipelined version in VHDL is not obvious at all. As
-explained in the next section, it can even be impossible because of
-some hardware constraints specific to FPGAs.
-
-
-\section{Proposed solution}
+pixels and to store them in memory, the phase computation is the
+bottleneck of the whole process. For example, the camera in the setup
+of \cite{AFMCSEM11} provides $%
+1024\times 1204$ pixels with an exposition time of 2.5ms. Thus, if we
+the pixel extraction time is neglected, each phase calculation of a
+100-cantilever array should take no more than 12.5$\mu$s. 
+
+In fact, this timing is a very hard constraint. To illustrate this point, we
+consider a very small program that initializes twenty million of doubles in
+memory and then does 1,000,000 cumulated sums on 20 contiguous values
+(experimental profiles have about this size). On an intel Core 2 Duo E6650
+at 2.33GHz, this program reaches an average of 155Mflops. 
+Obviously, some cache effects and optimizations on huge amount of
+computations can drastically increase these performances: peak efficiency is
+about 2.5Gflops for the considered CPU. But this is not the case for phase
+computation that is using only a few tenth of values.
+
+In order to evaluate the original algorithm, we translated it in C language.
+As stated before, for 20 pixels, it does about 1,550 operations, thus an
+estimated execution time of $1,550/155=$10$\mu $s. For a more realistic
+evaluation, we constructed a file of 1Mo containing 200 profiles of 20
+pixels, equally scattered. This file is equivalent to an image stored in a
+device file representing the camera. We obtained an average of 10.5$\mu$s
+by profile (including I/O accesses). It is under our requirements but close
+to the limit. In case of an occasional load of the system, it could be
+largely overtaken. Solutions would be to use a real-time operating system or
+to search for a more efficient algorithm.
+
+However, the main drawback is the latency of such a solution because each
+profile must be treated one after another and the deflection of 100
+cantilevers takes about $200\times 10.5=2.1$ms. This would be inadequate
+for real-time requirements as for individual cantilever active control. An
+obvious solution is to parallelize the computations, for example on a GPU.
+Nevertheless, the cost of transferring profile in GPU memory and of taking
+back results would be prohibitive compared to computation time.
+
+We remark that when possible, it is more efficient to pipeline the
+computation. For example, supposing that 200 profiles of 20 pixels
+could be pushed sequentially in a pipelined unit cadenced at a 100MHz
+(i.e. a pixel enters in the unit each 10ns), all profiles would be
+treated in $200\times 20\times 10.10^{-9}=$ 40$\mu$s plus the latency
+of the pipeline. Such a solution would be meeting our requirements and
+would be 50 times faster than our C code, and even more compared to
+the LabView version use in \cite{AFMCSEM11}. FPGAs are appropriate for
+such implementation, so they turn out to be the computation units of
+choice to reach our performance requirements. Nevertheless, passing
+from a C code to a pipelined version in VHDL is not obvious at all. It
+can even be impossible because of FPGA hardware constraints. All these
+points are discussed in the following sections.
+
+\section{An hardware/software solution}
+
 \label{sec:solus}
 
 \label{sec:solus}
 
-Project Oscar aims  to provide a hardware and  software architecture to estimate
-and  control the  deflection of  cantilevers. The  hardware part  consists  in a
-high-speed camera,  linked on an embedded  board hosting FPGAs. By  the way, the
-camera output stream can be pushed  directly into the FPGA. The software part is
-mostly the VHDL  code that deserializes the camera  stream, extracts profile and
-computes  the deflection. Before  focusing on  our work  to implement  the phase
-computation, we give some general information about FPGAs and the board we use.
-
-\subsection{FPGAs}
-
-A field-programmable gate  array (FPGA) is an integrated  circuit designed to be
-configured by the customer. FGPAs are composed of programmable logic components,
-called  configurable logic blocks  (CLB). These  blocks mainly  contains look-up
-tables  (LUT), flip/flops (F/F)  and latches,  organized in  one or  more slices
-connected together. Each CLB can be configured to perform simple (AND, XOR, ...)
-or complex  combinational functions.  They are interconnected  by reconfigurable
-links.  Modern FPGAs  contain memory  elements and  multipliers which  enable to
-simplify the  design and  to increase the  performance. Nevertheless,  all other
-complex  operations, like  division, trigonometric  functions, $\ldots$  are not
-available  and  must  be  done  by   configuring  a  set  of  CLBs.  Since  this
-configuration  is not  obvious at  all, it  can be  done via  a  framework, like
-ISE~\cite{ISE}. Such  a software  can synthetize a  design written in  a hardware
-description language  (HDL), map it onto  CLBs, place/route them  for a specific
-FPGA, and finally  produce a bitstream that is used to  configure the FPGA. Thus,
-from  the developer  point of  view,  the main  difficulty is  to translate  an
-algorithm in HDL code, taking  account FPGA resources and constraints like clock
+In  this  section we  present  parts  of the  computing  solution  to the  above
+requirements. The  hardware part consists in  a high-speed camera,  linked on an
+embedded board hosting  two FPGAs. In this way, the camera  output stream can be
+pushed directly  into the FPGA. The software  part is mostly the  VHDL code that
+deserializes the camera stream, extracts profiles and computes the deflection.
+
+We first give some general information about FPGAs, then we
+describe the FPGA board we use for implementation and finally the two
+algorithms for phase computation are detailed. Presentation of VHDL
+implementations is postponned until Section \ref{Experimental tests}. 
+
+
+
+\subsection{Elements of FPGA architecture and programming}
+
+A field-programmable gate array (FPGA) is an integrated circuit designed to
+be configured by the customer. FGPAs are composed of programmable logic
+components, called configurable logic blocks (CLB). These blocks mainly
+contain look-up tables (LUT), flip/flops (F/F) and latches, organized in one
+or more slices connected together. Each CLB can be configured to perform
+simple (AND, XOR, ...) or complex combinational functions. They are
+interconnected by reconfigurable links. Modern FPGAs contain memory elements
+and multipliers which enable to simplify the design and to increase the
+performance. Nevertheless, all other complex operations like division and
+other functions like trigonometric functions are not available and must be
+built by configuring a set of CLBs. Since this is not an obvious task at
+all, tools like ISE~\cite{ISE} have been built to do this operation. Such a
+software can synthetize a design written in a hardware description language
+(HDL), maps it onto CLBs, place/route them for a specific FPGA, and finally
+produces a bitstream that is used to configure the FPGA. Thus, from the
+developer's point of view, the main difficulty is to translate an algorithm
+into HDL code, taking into account FPGA resources and constraints like clock
 signals and I/O values that drive the FPGA.
 
 Indeed, HDL programming is very different from classic languages like
 C. A program can be seen as a state-machine, manipulating signals that
 signals and I/O values that drive the FPGA.
 
 Indeed, HDL programming is very different from classic languages like
 C. A program can be seen as a state-machine, manipulating signals that
-evolve from state to state. By the way, HDL instructions can execute
-concurrently. Basic logic operations are used to aggregate signals to
-produce new states and assign it to another signal. States are mainly
-expressed as arrays of bits. Fortunately, libraries propose some
-higher levels representations like signed integers, and arithmetic
-operations.
-
-Furthermore, even if FPGAs are cadenced more slowly than classic
-processors, they can perform pipeline as well as parallel
-operations. A pipeline consists in cutting a process in sequence of
-small tasks, taking the same execution time. It accepts a new data at
-each clock top, thus, after a known latency, it also provides a result
-at each clock top. However, using a pipeline consumes more logics
-since the components of a task are not reusable by another
-one. Nevertheless it is probably the most efficient technique on
-FPGA. Because of its architecture, it is also very easy to process
-several data concurrently. When it is possible, the best performance
-is reached using parallelism to handle simultaneously several
-pipelines in order to handle multiple data streams.
-
-\subsection{The board}
-
-The board we use is designed by the Armadeus company, under the name
-SP Vision. It consists in a development board hosting a i.MX27 ARM
-processor (from Freescale). The board includes all classical
-connectors: USB, Ethernet, ... A Flash memory contains a Linux kernel
-that can be launched after booting the board via u-Boot.
-
-The processor is directly connected to a Spartan3A FPGA (from Xilinx)
-via its special interface called WEIM. The Spartan3A is itself
-connected to a Spartan6 FPGA. Thus, it is possible to develop programs
-that communicate between i.MX and Spartan6, using Spartan3 as a
-tunnel. By default, the WEIM interface provides a clock signal at
-100MHz that is connected to dedicated FPGA pins.
-
-The Spartan6 is an LX100 version. It has 15822 slices, each slice
-containing 4 LUTs and 8 flip/flops. It is equivalent to 101261 logic
+evolve from state to state. Moreover, HDL instructions can be executed
+concurrently. Signals may be combined with basic logic operations to
+produce new states that are assigned to another signal. States are mainly expressed as
+arrays of bits.  Fortunately, libraries propose some higher levels
+representations like signed integers, and arithmetic operations.
+
+Furthermore, even if FPGAs are cadenced more slowly than classic processors,
+they can perform pipelines as well as parallel operations. A pipeline
+consists in cutting a process in a sequence of small tasks, taking the same
+execution time. It accepts a new data at each clock top, thus, after a known
+latency, it also provides a result at each clock top. We observe that the
+components of a task are not reusable by another one. Nevertheless, this is
+the most efficient technique on FPGAs. Because of their architecture, it is
+also very easy to process several data concurrently. Finally, the best
+performance can be reached when several pipelines are operating on multiple
+data streams in parallel.
+
+\subsection{The FPGA board}
+
+The architecture we use is designed by the Armadeus Systems
+company. It consists in a development board called APF27 \textsuperscript{\textregistered}, hosting a
+i.MX27 ARM processor (from Freescale) and a Spartan3A (from
+XIlinx). This board includes all classical connectors as USB and
+Ethernet for instance. A Flash memory contains a Linux kernel that can
+be launched after booting the board via u-Boot. The processor is
+directly connected to the Spartan3A via its special interface called
+WEIM. The Spartan3A is itself connected to an extension board called
+SP Vision \textsuperscript{\textregistered}, that hosts a Spartan6 FPGA. Thus, it is
+possible to develop programs that communicate between i.MX and
+Spartan6, using Spartan3 as a tunnel. A clock signal at 100MHz (by
+default) is delivered to dedicated FPGA pins. The Spartan6 of our
+board is an LX100 version. It has 15,822 slices, each slice containing
+4 LUTs and 8 flip/flops. It is equivalent to 101,261 logic
 cells. There are 268 internal block RAM of 18Kbits, and 180 dedicated
 multiply-adders (named DSP48), which is largely enough for our
 cells. There are 268 internal block RAM of 18Kbits, and 180 dedicated
 multiply-adders (named DSP48), which is largely enough for our
-project.
-
-Some I/O pins of Spartan6 are connected to two $2\times 17$ headers
-that can be used as user wants. For the project, they will be
-connected to the interface card of the camera.
+project. Some I/O pins of Spartan6 are connected to two $2\times 17$
+headers that can be used for any purpose as to be connected to the
+interface of a camera.
 
 
-\subsection{Considered algorithms}
+\subsection{Two algorithms for phase computation}
 
 
-Two solutions have been studied to achieve phase computation. The
-original one, proposed by A. Meister and M. Favre, is based on
-interpolation by splines. It allows to compute frequency and
-phase. The second one, detailed in this article, is based on a
-classical least square method but suppose that frequency is already
-known.
+In \cite{AFMCSEM11}, $f$ the frequency and $\theta $\ the phase of the
+light wave are computed thanks to spline interpolation. As said in
+section \ref{sec:deflest}, $f$ is computed only once time but the
+phase needs to be computed for each image. This is why, in this paper,
+we focus on its computation.
 
 \subsubsection{Spline algorithm (SPL)}
 
 \subsubsection{Spline algorithm (SPL)}
+
 \label{sec:algo-spline}
 \label{sec:algo-spline}
-Let consider a profile $P$, that is a segment of $M$ pixels with an
-intensity in gray levels. Let call $I(x)$ the intensity of profile in $x
-\in [0,M[$. 
-
-At first, only $M$ values of $I$ are known, for $x = 0, 1,
-\ldots,M-1$. A normalization allows to scale known intensities into
-$[-1,1]$. We compute splines that fit at best these normalized
-intensities. Splines are used to interpolate $N = k\times M$ points
-(typically $k=4$ is sufficient), within $[0,M[$. Let call $x^s$ the
-coordinates of these $N$ points and $I^s$ their intensities.
-
-In order to have the frequency, the mean line $a.x+b$ (see equation \ref{equ:profile}) of $I^s$ is
-computed. Finding intersections of $I^s$ and this line allow to obtain
-the period thus the frequency.
-
-The phase is computed via the equation:
+
+We denote by $M$ the number of pixels in a segment used for phase
+computation. For the sake of simplicity of the notations, we consider
+the light intensity $I$ to be a mapping of the physical segment in the
+interval $[0,M[$. The pixels are assumed to be regularly spaced and
+centered at the positions $x^{p}\in\{0,1,\ldots,M-1\}.$ We use the simplest
+definition of a pixel, namely the value of $I$ at its center. The
+pixel intensities are considered as pre-normalized so that their
+minimum and maximum have been resized to $-1$ and $1$. 
+
+The first step consists in computing the cubic spline interpolation of
+the intensities. This allows for interpolating $I$ at a larger number
+$L=k\times M$ of points (typically $k=4$ is sufficient) $%
+x^{s}$ in the interval $[0,M[$. During the precomputation sequence,
+the second step is to determin the afine part $a.x+b$ of $I$. It is
+found with an ordinary least square method, taking account the $L$
+points. Values of $I$ in $x^s$ are used to compute its intersections
+with $a.x+b$. The period of $I$ (and thus its frequency) is deduced
+from the number of intersections and the distance between the first
+and last.
+
+During the acquisition loop, the second step is the phase computation, with
 \begin{equation}
 \begin{equation}
-\theta = atan \left[ \frac{\sum_{i=0}^{N-1} sin(2\pi f x^s_i) \times I^s(x^s_i)}{\sum_{i=0}^{N-1} cos(2\pi f x^s_i) \times I^s(x^s_i)} \right]
+\theta =atan\left[ \frac{\sum_{i=0}^{N-1}\text{sin}(2\pi fx_{i}^{s})\times
+I(x_{i}^{s})}{\sum_{i=0}^{N-1}\text{cos}(2\pi fx_{i}^{s})\times I(x_{i}^{s})}%
+\right] .
 \end{equation}
 
 \end{equation}
 
-Two things can be noticed:
+\textit{Remarks: }
+
 \begin{itemize}
 \begin{itemize}
-\item the frequency could also be obtained using the derivates of
-  spline equations, which only implies to solve quadratic equations.
-\item frequency of each profile is computed a single time, before the
-  acquisition loop. Thus, $sin(2\pi f x^s_i)$ and $cos(2\pi f x^s_i)$
-  could also be computed before the loop, which leads to a much faster
-  computation of $\theta$.
+\item The frequency could also be obtained using the derivates of spline
+equations, which only implies to solve quadratic equations but certainly
+yields higher errors.
+
+\item Profile frequency are computed during the precomputation step,
+  thus the values sin$(2\pi fx_{i}^{s})$ and cos$(2\pi fx_{i}^{s})$
+  can be determined once for all.
 \end{itemize}
 
 \subsubsection{Least square algorithm (LSQ)}
 
 \end{itemize}
 
 \subsubsection{Least square algorithm (LSQ)}
 
-Assuming that we compute the phase during the acquisition loop,
-equation \ref{equ:profile} has only 4 parameters: $a, b, A$, and
-$\theta$, $f$ and $x$ being already known. Since $I$ is non-linear, a
-least square method based on a Gauss-newton algorithm can be used to
-determine these four parameters. Since it is an iterative process
-ending with a convergence criterion, it is obvious that it is not
-particularly adapted to our design goals.
-
-Fortunately, it is quite simple to reduce the number of parameters to
-only $\theta$. Let $x^p$ be the coordinates of pixels in a segment of
-size $M$. Thus, $x^p = 0, 1, \ldots, M-1$. Let $I(x^p)$ be their
-intensity. Firstly, we "remove" the slope by computing:
-
-\[I^{corr}(x^p) = I(x^p) - a.x^p - b\]
-
-Since linear equation coefficients are searched, a classical least
-square method can be used to determine $a$ and $b$:
-
-\[a = \frac{covar(x^p,I(x^p))}{var(x^p)} \]
-
-Assuming an overlined symbol means an average, then:
-
-\[b = \overline{I(x^p)} - a.\overline{{x^p}}\]
-
-Let $A$ be the amplitude of $I^{corr}$, i.e. 
-
-\[A = \frac{max(I^{corr}) - min(I^{corr})}{2}\]
-
-Then, the least square method to find $\theta$ is reduced to search the minimum of:
-
-\[\sum_{i=0}^{M-1} \left[ cos(2\pi f.i + \theta) - \frac{I^{corr}(i)}{A} \right]^2\]
-
-It is equivalent to derivate this expression and to solve the following equation:
-
-\begin{eqnarray*}
-2\left[ cos\theta \sum_{i=0}^{M-1} I^{corr}(i).sin(2\pi f.i) + sin\theta \sum_{i=0}^{M-1} I^{corr}(i).cos(2\pi f.i)\right] \\
-- A\left[ cos2\theta \sum_{i=0}^{M-1} sin(4\pi f.i) + sin2\theta \sum_{i=0}^{M-1} cos(4\pi f.i)\right]   = 0
-\end{eqnarray*}
+Assuming that we compute the phase during the acquisition loop, equation \ref%
+{equ:profile} has only 4 parameters: $a,b,A$, and $\theta $, $f$ and $x$
+being already known. Since $I$ is non-linear, a least square method based on
+a Gauss-newton algorithm can be used to determine these four parameters.
+This kind of iterative process ends with a convergence criterion, so it is
+not suited to our design goals. Fortunately, it is quite simple to reduce
+the number of parameters to only $\theta $. Firstly, the afine part $ax+b$
+is estimated from the $M$ values $I(x^{p})$ to determine the rectified
+intensities,%
+\begin{equation*}
+I^{corr}(x^{p})\approx I(x^{p})-a.x^{p}-b.
+\end{equation*}%
+To find $a$ and $b$ we apply an ordinary least square method (as in SPL but on $M$ points)%
+\begin{equation*}
+a=\frac{covar(x^{p},I(x^{p}))}{\text{var}(x^{p})}\text{ and }b=\overline{%
+I(x^{p})}-a.\overline{{x^{p}}}
+\end{equation*}%
+where overlined symbols represent average. Then the amplitude $A$ is
+approximated by%
+\begin{equation*}
+A\approx \frac{\text{max}(I^{corr})-\text{min}(I^{corr})}{2}.
+\end{equation*}%
+Finally, the problem of approximating $\theta $ is reduced to minimizing%
+\begin{equation*}
+\min_{\theta \in \lbrack -\pi ,\pi ]}\sum_{i=0}^{M-1}\left[ \text{cos}(2\pi
+f.i+\theta )-\frac{I^{corr}(i)}{A}\right] ^{2}.
+\end{equation*}%
+An optimal value $\theta ^{\ast }$ of the minimization problem is a zero of
+the first derivative of the above argument,%\begin{eqnarray*}{l}
+\begin{equation*}
+2\left[ \text{cos}\theta ^{\ast }\sum_{i=0}^{M-1}I^{corr}(i).\text{sin}(2\pi
+f.i)\right.
+\end{equation*}%
+\begin{equation*}
+\left. +\text{sin}\theta ^{\ast }\sum_{i=0}^{M-1}I^{corr}(i).\text{cos}(2\pi
+f.i)\right] -
+\end{equation*}%
+\begin{equation*}
+A\left[ \text{cos}2\theta ^{\ast }\sum_{i=0}^{M-1}\sin (4\pi f.i)+\text{sin}%
+2\theta ^{\ast }\sum_{i=0}^{M-1}\cos (4\pi f.i)\right] =0
+\end{equation*}%
+%
+%\end{eqnarray*}
 
 Several points can be noticed:
 
 Several points can be noticed:
-\begin{itemize}
-\item As in the spline method, some parts of this equation can be
-  computed before the acquisition loop. It is the case of sums that do
-  not depend on $\theta$:
-
-\[ \sum_{i=0}^{M-1} sin(4\pi f.i), \sum_{i=0}^{M-1} cos(4\pi f.i) \] 
-
-\item Lookup tables for $sin(2\pi f.i)$ and $cos(2\pi f.i)$ can also be
-computed.
-
-\item The simplest method to find the good $\theta$ is to discretize
-  $[-\pi,\pi]$ in $nb_s$ steps, and to search which step leads to the
-  result closest to zero. By the way, three other lookup tables can
-  also be computed before the loop:
-
-\[ sin \theta, cos \theta, \]
-
-\[ \left[ cos 2\theta \sum_{i=0}^{M-1} sin(4\pi f.i) + sin 2\theta \sum_{i=0}^{M-1} cos(4\pi f.i)\right] \]
-
-\item This search can be very fast using a dichotomous process in $log_2(nb_s)$ 
 
 
+\begin{itemize}
+\item The terms $\sum_{i=0}^{M-1}$sin$(4\pi f.i)$ and$\sum_{i=0}^{M-1}$cos$%
+(4\pi f.i)$ are independent of $\theta $, they can be precomputed.
+
+\item Lookup tables (namely lut$_{sfi}$ and lut$_{cfi}$ in the following algorithms) can be
+  set with the $2.M$ values $\sin (2\pi f.i)$ and $\cos (2\pi f.i)$.
+
+\item A simple method to find a zero $\theta ^{\ast }$ of the optimality
+condition is to discretize the range $[-\pi ,\pi ]$ with a large number $%
+nb_{s}$ of nodes and to find which one is a minimizer in the absolute value
+sense. Hence, three other lookup tables (lut$_{s}$, lut$_{c}$ and lut$_{A}$) can be set with the $%
+3\times nb_{s}$ values $\sin \theta ,$ $\cos \theta ,$ 
+\begin{equation*}
+\left[ cos2\theta \sum_{i=0}^{M-1}sin(4\pi f.i)+sin2\theta
+\sum_{i=0}^{M-1}cos(4\pi f.i)\right] .
+\end{equation*}
+
+\item The search algorithm can be very fast using a dichotomous process in $%
+log_{2}(nb_{s}).$
 \end{itemize}
 
 \end{itemize}
 
-Finally, the whole summarizes in an algorithm (called LSQ in the following) in two parts, one before and one during the acquisition loop:
+The overall method is synthetized in an algorithm (called LSQ in the
+following) divided into the precomputing part and the acquisition loop:
+
 \begin{algorithm}[htbp]
 \caption{LSQ algorithm - before acquisition loop.}
 \label{alg:lsq-before}
 
    $M \leftarrow $ number of pixels of the profile\\
 \begin{algorithm}[htbp]
 \caption{LSQ algorithm - before acquisition loop.}
 \label{alg:lsq-before}
 
    $M \leftarrow $ number of pixels of the profile\\
-   I[] $\leftarrow $ intensities of pixels\\
+   I[] $\leftarrow $ intensity of pixels\\
    $f \leftarrow $ frequency of the profile\\
    $s4i \leftarrow \sum_{i=0}^{M-1} sin(4\pi f.i)$\\
    $c4i \leftarrow \sum_{i=0}^{M-1} cos(4\pi f.i)$\\
    $f \leftarrow $ frequency of the profile\\
    $s4i \leftarrow \sum_{i=0}^{M-1} sin(4\pi f.i)$\\
    $c4i \leftarrow \sum_{i=0}^{M-1} cos(4\pi f.i)$\\
@@ -512,7 +516,7 @@ Finally, the whole summarizes in an algorithm (called LSQ in the following) in t
    \For{$i=0$ to $M-1$}{
      $I[i] \leftarrow I[i] - start - slope\times i$\\
    }
    \For{$i=0$ to $M-1$}{
      $I[i] \leftarrow I[i] - start - slope\times i$\\
    }
-   
+
    $I_{max} \leftarrow max_i(I[i])$, $I_{min} \leftarrow min_i(I[i])$\\
    $amp \leftarrow \frac{I_{max}-I_{min}}{2}$\\
 
    $I_{max} \leftarrow max_i(I[i])$, $I_{min} \leftarrow min_i(I[i])$\\
    $amp \leftarrow \frac{I_{max}-I_{min}}{2}$\\
 
@@ -556,75 +560,85 @@ Finally, the whole summarizes in an algorithm (called LSQ in the following) in t
 
 \end{algorithm}
 
 
 \end{algorithm}
 
-\subsubsection{Comparison}
+\subsubsection{Algorithm comparison}
 
 We compared the two algorithms on the base of three criteria:
 
 We compared the two algorithms on the base of three criteria:
+
 \begin{itemize}
 \begin{itemize}
-\item precision of results on a cosines profile, distorted with noise,
+\item precision of results on a cosines profile, distorted by noise,
+
 \item number of operations,
 \item number of operations,
-\item complexity to implement an FPGA version.
+
+\item complexity of FPGA implementation
 \end{itemize}
 
 For the first item, we produced a matlab version of each algorithm,
 \end{itemize}
 
 For the first item, we produced a matlab version of each algorithm,
-running with double precision values. The profile was generated for
-about 34000 different values of period ($\in [3.1, 6.1]$, step = 0.1),
-phase ($\in [-3.1 , 3.1]$, step = 0.062) and slope ($\in [-2 , 2]$,
-step = 0.4). For LSQ, $nb_s = 1024$, which leads to a maximal error of
-$\frac{\pi}{1024}$ on phase computation. Current A. Meister and
-M. Favre experiments show a ratio of 50 between variation of phase and
-the deflection of a lever. Thus, the maximal error due to
-discretization correspond to an error of 0.15nm on the lever
-deflection, which is smaller than the best precision they achieved,
-i.e. 0.3nm.
-
-For each test, we add some noise to the profile: each group of two
-pixels has its intensity added to a random number picked in $[-N,N]$
-(NB: it should be noticed that picking a new value for each pixel does
-not distort enough the profile). The absolute error on the result is
-evaluated by comparing the difference between the reference and
-computed phase, out of $2\pi$, expressed in percents. That is: $err =
-100\times \frac{|\theta_{ref} - \theta_{comp}|}{2\pi}$.
-
-Table \ref{tab:algo_prec} gives the maximum and average error for the two algorithms and increasing values of $N$.
+running in double precision. The profile was generated for about
+34,000 different quadruplets of periods ($\in \lbrack 3.1,6.1]$, step
+= 0.1), phases ($\in \lbrack -3.1,3.1]$, steps = 0.062) and slope
+($\in \lbrack -2,2]$, step = 0.4). Obviously, the discretization of
+$[-\pi ,\pi ]$ introduces an error in the phase estimation. It is at
+most equal to $\frac{\pi}{nb_s}$. From some experiments on a $17\times
+4$ array, authors of \cite{AFMCSEM11} noticed a average ratio of 50
+between phase variation in radians and lever end position in
+nanometers. Assuming such a ratio and $nb_s = 1024$, the maximum lever
+deflection error would be 0.15nm which is smaller than 0.3nm, the best
+precision achieved with the setup used in \cite{AFMCSEM11}. 
+
+Moreover, pixels have been paired and the paired intensities have been
+perturbed by addition of a random number uniformly picked in
+$[-N,N]$. Notice that we have observed that perturbing each pixel
+independently yields too weak profile distortion. We report
+percentages of errors between the reference and the computed phases
+out of $2\pi ,$%
+\begin{equation*}
+err=100\times \frac{|\theta _{ref}-\theta _{comp}|}{2\pi }.
+\end{equation*}%
+Table \ref{tab:algo_prec} gives the maximum and the average errors for both
+algorithms and for increasing values of $N$ the noise parameter.
 
 \begin{table}[ht]
 
 \begin{table}[ht]
-  \begin{center}
-    \begin{tabular}{|c|c|c|c|c|}
-      \hline
-  & \multicolumn{2}{c|}{SPL} & \multicolumn{2}{c|}{LSQ} \\ \cline{2-5}
-  noise & max. err. & aver. err. & max. err. & aver. err. \\ \hline
-  0 & 2.46 & 0.58 & 0.49 & 0.1 \\ \hline
-  2.5 & 2.75 & 0.62 & 1.16 & 0.22 \\ \hline
-  5 & 3.77 & 0.72 & 2.47 & 0.41 \\ \hline
-  7.5 & 4.72 & 0.86 & 3.33 & 0.62 \\ \hline
-  10 & 5.62 & 1.03 & 4.29 & 0.81 \\ \hline
-  15 & 7.96 & 1.38 & 6.35 & 1.21 \\ \hline
-  30 & 17.06 & 2.6 & 13.94 & 2.45 \\ \hline
-
-\end{tabular}
+\begin{center}
+\begin{tabular}{|c|c|c|c|c|}
+\hline
+& \multicolumn{2}{c|}{SPL} & \multicolumn{2}{c|}{LSQ} \\ \cline{2-5}
+noise (N)& max. err. & aver. err. & max. err. & aver. err. \\ \hline
+0 & 2.46 & 0.58 & 0.49 & 0.1 \\ \hline
+2.5 & 2.75 & 0.62 & 1.16 & 0.22 \\ \hline
+5 & 3.77 & 0.72 & 2.47 & 0.41 \\ \hline
+7.5 & 4.72 & 0.86 & 3.33 & 0.62 \\ \hline
+10 & 5.62 & 1.03 & 4.29 & 0.81 \\ \hline
+15 & 7.96 & 1.38 & 6.35 & 1.21 \\ \hline
+30 & 17.06 & 2.6 & 13.94 & 2.45 \\ \hline
+\end{tabular}%
+\end{center}
 \caption{Error (in \%) for cosines profiles, with noise.}
 \label{tab:algo_prec}
 \caption{Error (in \%) for cosines profiles, with noise.}
 \label{tab:algo_prec}
-\end{center}
 \end{table}
 
 \end{table}
 
-These results show that the two algorithms are very close, with a
-slight advantage for LSQ. Furthermore, both behave very well against
-noise. Assuming the experimental ratio of 50 (see above), an error of
-1 percent on phase correspond to an error of 0.5nm on the lever
-deflection, which is very close to the best precision.
-
-Obviously, it is very hard to predict which level of noise will be
-present in real experiments and how it will distort the
-profiles. Nevertheless, we can see on figure \ref{fig:noise20} the
+The results show that the two algorithms yield close results, with a slight
+advantage for LSQ. Furthermore, both behave very well against noise.
+Assuming an average ratio of 50 (see above), an error of 1 percent on
+the phase corresponds to an error of 0.5nm on the lever deflection, which is
+very close to the best precision.
+
+It is very hard to predict which level of noise will be present in
+real experiments and how it will distort the profiles. Authors of
+\cite{AFMCSEM11} gave us the authorization to exploit some of their
+results on a $17\times 4$ array. It allowed us to compare experimental
+profiles to simulated ones. We can see on figure \ref{fig:noise20} the
 profile with $N=10$ that leads to the biggest error. It is a bit
 profile with $N=10$ that leads to the biggest error. It is a bit
-distorted, with pikes and straight/rounded portions, and relatively
-close to most of that come from experiments. Figure \ref{fig:noise60}
-shows a sample of worst profile for $N=30$. It is completely distorted,
-largely beyond the worst experimental ones. 
+distorted, with pikes and straight/rounded portions. In fact, it is
+very close to some of the worst experimental profiles. Figure
+\ref{fig:noise60} shows a sample of worst profile for $N=30$. It is
+completely distorted, largely beyond any experimental ones. Obviously,
+these comparisons are a bit subjectives and experimental profiles
+could also be completly distorted on other experiments. Nevertheless,
+they give an idea about the possible error.
 
 \begin{figure}[ht]
 \begin{center}
 
 \begin{figure}[ht]
 \begin{center}
-  \includegraphics[width=\columnwidth]{intens-noise20}
+\includegraphics[width=\columnwidth]{intens-noise20}
 \end{center}
 \caption{Sample of worst profile for N=10}
 \label{fig:noise20}
 \end{center}
 \caption{Sample of worst profile for N=10}
 \label{fig:noise20}
@@ -632,164 +646,166 @@ largely beyond the worst experimental ones.
 
 \begin{figure}[ht]
 \begin{center}
 
 \begin{figure}[ht]
 \begin{center}
-  \includegraphics[width=\columnwidth]{intens-noise60}
+\includegraphics[width=\columnwidth]{intens-noise60}
 \end{center}
 \caption{Sample of worst profile for N=30}
 \label{fig:noise60}
 \end{figure}
 
 \end{center}
 \caption{Sample of worst profile for N=30}
 \label{fig:noise60}
 \end{figure}
 
-The second criterion is relatively easy to estimate for LSQ and harder
-for SPL because of $atan$ operation. In both cases, it is proportional
-to numbers of pixels $M$. For LSQ, it also depends on $nb_s$ and for
-SPL on $N = k\times M$, i.e. the number of interpolated points. 
-
-We assume that $M=20$, $nb_s=1024$, $k=4$, all possible parts are
-already in lookup tables and a limited set of operations (+, -, *, /,
-$<$, $>$) is taken account. Translating the two algorithms in C code, we
-obtain about 430 operations for LSQ and 1550 (plus few tenth for
+The second criterion is relatively easy to estimate for LSQ and harder for
+SPL because of the use of the arctangent function. In both cases, the number
+of operation is proportional to $M$ the numbers of pixels. For LSQ, it also
+depends on $nb_{s}$ and for SPL on $L=k\times M$ the number of interpolated
+points. We assume that $M=20$, $nb_{s}=1024$ and $k=4$, that all possible
+parts are already in lookup tables and that a limited set of operations (+,
+-, *, /, $<$, $>$) is taken into account. Translating both algorithms in C
+code, we obtain about 430 operations for LSQ and 1,550 (plus a few tenth for 
 $atan$) for SPL. This result is largely in favor of LSQ. Nevertheless,
 $atan$) for SPL. This result is largely in favor of LSQ. Nevertheless,
-considering the total number of operations is not really pertinent for
-an FPGA implementation: it mainly depends on the type of operations
-and their
-ordering. The final decision is thus driven by the third criterion.\\
-
-The Spartan 6 used in our architecture has a hard constraint: it has no built-in
-floating  point  units.   Obviously,  it  is  possible  to   use  some  existing
-"black-boxes"  for double  precision  operations.  But they  have  a quite  long
-latency. It is much simpler to  exclusively use integers, with a quantization of
-all double  precision values. Obviously,  this quantization should  not decrease
-too much the  precision of results. Furthermore, it should not  lead to a design
-with  a huge  latency because  of operations  that could  not complete  during a
-single or few clock cycles. Divisions  are in this case and, moreover, they need
-a varying  number of  clock cycles  to complete. Even  multiplications can  be a
-problem:  DSP48 take  inputs of  18  bits maximum.  For larger  multiplications,
-several DSP must be combined, increasing the latency.
-
-Nevertheless, the hardest constraint does not come from the FPGA characteristics
-but from the algorithms. Their VHDL  implementation will be efficient only if they
-can be fully (or near) pipelined. By the way, the choice is quickly done: only a
-small  part of  SPL  can be.   Indeed,  the computation  of spline  coefficients
-implies to solve  a tridiagonal system $A.m =  b$. Values in $A$ and  $b$ can be
-computed from  incoming pixels intensity  but after, the back-solve  starts with
-the  latest  values,  which  breaks  the  pipeline.  Moreover,  SPL  relies  on
-interpolating far more points than profile size. Thus, the end of SPL works on a
-larger amount of data than the beginning, which also breaks the pipeline.
-
-LSQ has  not this problem: all parts  except the dichotomial search  work on the
-same  amount  of  data, i.e.  the  profile  size.  Furthermore, LSQ  needs  less
-operations than SPL, implying a  smaller output latency. Consequently, it is the
-best candidate for phase  computation. Nevertheless, obtaining a fully pipelined
-version supposes that  operations of different parts complete  in a single clock
-cycle. It is  the case for simulations but it completely  fails when mapping and
-routing the design  on the Spartan6. By the way,  extra-latency is generated and
-there must be idle times between two profiles entering into the pipeline.
-
-%%Before obtaining the least bitstream, the crucial question is: how to
-%%translate the C code the LSQ into VHDL ?
-
-
-%\subsection{VHDL design paradigms}
-
-\section{Experimental tests}
-
-In this section we explain what  we have done yet. Until now, we could not perform
-real experiments  since we just have  received the FGPA  board. Nevertheless, we
-will include real experiments in the final version of this paper.
+considering the total number of operations is not fully relevant for FPGA
+implementation which time and space consumption depends not only on the type
+of operations but also of their ordering. The final evaluation is thus very
+much driven by the third criterion.
+
+The Spartan 6 used in our architecture has a hard constraint since it
+has no built-in floating point units. Obviously, it is possible to use
+some existing "black-boxes" for double precision operations. But they
+require a lot of clock cycles to complete. It is much simpler to
+exclusively use integers, with a quantization of all double precision
+values. It should be chosen in a manner that does not alterate result
+precision. Furthermore, it should not lead to a design with a huge
+latency because of operations that could not complete during a single
+or few clock cycles. Divisions fall into that category and, moreover,
+they need a varying number of clock cycles to complete. Even
+multiplications can be a problem since a DSP48 takes inputs of 18 bits
+maximum. So, for larger multiplications, several DSP must be combined
+which increases the overall latency.
+
+In the present algorithms, the hardest constraint does not come from the
+FPGA characteristics but from the algorithms. Their VHDL implementation can
+be efficient only if they can be fully (or near) pipelined. We observe that
+only a small part of SPL can be pipelined, indeed, the computation of spline
+coefficients implies to solve a linear tridiagonal system which matrix and
+right-hand side are computed from incoming pixels intensity but after, the
+back-solve starts with the latest values, which breaks the pipeline.
+Moreover, SPL relies on interpolating far more points than profile size.
+Thus, the end of SPL works on a larger amount of data than at the beginning,
+which also breaks the pipeline.
+
+LSQ has not this problem since all parts, except the dichotomic search, work
+on the same amount of data, i.e. the profile size. Furthermore, LSQ requires
+less operations than SPL, implying a smaller output latency. In total, LSQ
+turns out to be the best candidate for phase computation on any architecture
+including FPGA.
+
+\section{VHDL implementation and experimental tests}
+
+\label{Experimental tests} 
 
 \subsection{VHDL implementation}
 
 From the LSQ algorithm, we have written a C program that uses only
 
 \subsection{VHDL implementation}
 
 From the LSQ algorithm, we have written a C program that uses only
-integer values. We use a very simple quantization by multiplying
-double precision values by a power of two, keeping the integer
-part. For example, all values stored in lut$_s$, lut$_c$, $\ldots$ are
-scaled by 1024. Since LSQ also computes average, variance, ... to
-remove the slope, the result of implied Euclidean divisions may be
-relatively wrong. To avoid that, we also scale the pixel intensities
-by a power of two. Furthermore, assuming $nb_s$ is fixed, these
-divisions have a known denominator. Thus, they can be replaced by
-their multiplication/shift counterpart. Finally, all other
-multiplications or divisions by a power of two have been replaced by
-left or right bit shifts. By the way, the code only contains
-additions, subtractions and multiplications of signed integers, which
-is perfectly adapted to FGPAs.
-
-As said above, hardware constraints have a great influence on the VHDL
-implementation. Consequently, we searched the maximum value of each
-variable as a function of the different scale factors and the size of
-profiles, which gives their maximum size in bits. That size determines
-the maximum scale factors that allow to use the least possible RAMs
-and DSPs. Actually, we implemented our algorithm with this maximum
-size but current works study the impact of quantization on the results
-precision and design complexity. We have compared the result of the
-LSQ version using integers and doubles and observed that the precision
-of both were similar.
-
-Then we built two versions of VHDL codes: one directly by hand coding
-and the other with Matlab using the Simulink HDL coder
-feature~\cite{HDLCoder}. Although the approach is completely different
-we obtained VHDL codes that are quite comparable. Each approach has
-advantages and drawbacks.  Roughly speaking, hand coding provides
-beautiful and much better structured code while Simulink allows to
-produce a code faster.  In terms of throughput and latency,
-simulations shows that the two approaches are close with a slight
-advantage for hand coding.  We hope that real experiments will confirm
-that.
+integer values. We used a very simple quantization which consists in
+multiplying each double precision value by a factor power of two and
+by keeping the integer part. For an accurate evaluation of the
+division in the computation of $a$ the slope coefficient, we also
+scaled the pixel intensities by another power of two. The main problem
+was to determin these factors. Most of the time, they are chosen to
+minimize the error induced by the quantization. But in our case, we
+also have some hardware constraints, for example the size and depth of
+RAMs or the input size of DSPs. Thus, having a maximum of values that
+fit in these sizes is a very important criterion to choose the scaling
+factors.
+
+Consequently, we have determined the maximum value of each variable as
+a function of the scale factors and the profile size involved in the
+algorithm. It gave us the the maximum number of bits necessary to code
+them. We have chosen the scale factors so that any variable (except
+the covariance) fits in 18 bits, which is the maximum input size of
+DSPs. In this way, all multiplications, except one, could be done with
+a single DSP, in a single clock cycle. Moreover, assuming that $nb_s =
+1024$, all LUTs could fit in the 18Kbits RAMs. Finally, we compared
+the double and integer versions of LSQ and found a nearly perfect
+agreement between their results.
+
+As mentionned above, some operations like divisions must be
+avoided. But when the denominator is fixed, a division can be replaced
+by its multiplication/shift counterpart. This is always the case in
+LSQ. For example, assuming that $M$ is fixed, $x_{var}$ is known and
+fixed. Thus, $\frac{xy_{covar}}{x_{var}}$ can be replaced by
+
+\[ (xy_{covar}\times \left \lfloor\frac{2^n}{x_{var}} \right \rfloor) \gg n\]
+
+where $n$ depends on the desired precision (in our case $n=24$).
+
+Obviously, multiplications and divisions by a power of two can be
+replaced by left or right bit shifts. Finally, the code only contains
+shifts, additions, subtractions and multiplications of signed integers, which
+are perfectly adapted to FGPAs.
+
+
+We built two versions of VHDL codes, namely one directly by hand
+coding and the other with Matlab using the Simulink HDL coder feature~\cite%
+{HDLCoder}. Although the approaches are completely different we obtained
+quite comparable VHDL codes. Each approach has advantages and drawbacks.
+Roughly speaking, hand coding provides beautiful and much better structured
+code while Simulind HDL coder produces allows for fast code production. In
+terms of throughput and latency, simulations show that the two approaches
+yield close results with a slight advantage for hand coding.
 
 \subsection{Simulation}
 
 
 \subsection{Simulation}
 
-Before experimental tests on the board, we simulated our two VHDL
-codes with GHDL and GTKWave (two free tools with linux). For that, we
-build a testbench based on profiles taken from experimentations and
-compare the results to values given by the SPL algorithm. Both
-versions lead to correct results.
-
-Our first code were highly optimized : the pipeline could compute a
-new phase each 33 cycles and its latency was equal to 95 cycles. Since
-the Spartan6 is clocked at 100MHz, it implies that estimating the
-deflection of 100 cantilevers would take about $(95 + 200\times 33).10
-= 66.95\mu$s, i.e. nearly 15000 estimations by second.
+Before experimental tests on the FPGA board, we simulated our two VHDL
+codes with GHDL and GTKWave (two free tools with linux). We built a
+testbench based on experimental profiles and compared the results to
+values given by the SPL algorithm. Both versions lead to correct
+results. Our first codes were highly optimized, indeed the pipeline
+could compute a new phase each 33 cycles and its latency was equal to
+95 cycles. Since the Spartan6 is clocked at 100MHz, estimating the
+deflection of 100 cantilevers would take about $%
+(95+200\times 33).10=66.95\mu $s, i.e. nearly 15,000 estimations by
+second.
 
 \subsection{Bitstream creation}
 
 In order to test our code on the SP Vision board, the design was
 extended with a component that keeps profiles in RAM, flushes them in
 the phase computation component and stores its output in another
 
 \subsection{Bitstream creation}
 
 In order to test our code on the SP Vision board, the design was
 extended with a component that keeps profiles in RAM, flushes them in
 the phase computation component and stores its output in another
-RAM. We also added a wishbone : a component that can "drive" signals
-to communicate between i.MX and others components. It is mainly used
-to start to flush profiles and to retrieve the computed phases in RAM.
-
-Unfortunately, the first designs could not be placed and route with ISE
-on the Spartan6 with a 100MHz clock. The main problems came from
-routing values from RAMs to DSPs and obtaining a result under 10ns. By
-the way, we needed to decompose some parts of the pipeline, which adds
-some cycles. For example, some delays have been introduced between
-RAMs output and DSPs. Finally, we obtained a bitstream that has a
-latency of 112 cycles and computes a new phase every 40 cycles. For
-100 cantilevers, it takes $(112 + 200\times 40).10 = 81.12\mu$s to
-compute their deflection.
-
-This bitstream has been successfully tested on the board TODAY ! YEAAHHHHH
-
-
+RAM. We also added a wishbone, a component that can "drive" signals to
+communicate between i.MX and other components. It is mainly used to
+start to flush profiles and to retrieve the computed phases in
+RAM. Unfortunately, the first designs could not be placed and routed
+with ISE on the Spartan6 with a 100MHz clock. The main problems were
+encountered with series of arthmetic operations and more especially
+with RAM outputs used in DSPs. So, we needed to decompose some parts
+of the pipeline, which added few clock cycles. Finally, we obtained a
+bitstream that has been successfully tested on the board.
+
+Its latency is of 112 cycles and computes a new phase every 40
+cycles. For 100 cantilevers, it takes $(112+200\times 40).10=81.12\mu
+$s to compute their deflection. It corresponds to about 12300 images
+per second, which is largely beyond the camera capacities and the
+possibility to extract a new profile from an image every 40
+cycles. Nevertheless, it also largely fits our design goals.
 
 \label{sec:results}
 
 
 \label{sec:results}
 
-
-
-
 \section{Conclusion and perspectives}
 \section{Conclusion and perspectives}
-In this paper we have presented a new method to estimate the
-cantilevers deflection in an AFM.  This method is based on least
-square methods.  We have used quantization to produce an algorithm
-based exclusively on integer values, which is adapted to a FPGA
-implementation. We obtained a precision on results similar to the
-initial version based on splines.  Our solution has been implemented
-with a pipeline technique.  Consequently, it enables to handle a new
-profile image very quickly. Currently we have performed simulations
-and real tests on a Spartan6 FPGA.
-
-In future work,  we plan to study  the quantization. Then we want  to couple our
-algorithm with a high speed camera and we plan to control the whole AFM system.
+
+In this paper we have presented a full hardware/software solution for
+real-time cantilever deflection computation from interferometry images.
+Phases are computed thanks to a new algorithm based on the least square
+method. It has been quantized and pipelined to be mapped into a FPGA, the
+architecture of our solution. Performances have been analyzed through
+simulations and real experiments on a Spartan6 FPGA. The results meet our
+initial requirements. In future work, the algorithm quantization will be
+better analyzed and an high speed camera will be introduced in the
+processing chain so that to process real images. Finally, we will address
+real-time filtering and control problems for AFM arrays in dynamic regime.
+
+\section{Acknowledgments}
+We would like to thank A. Meister and M. Favre, from CSEM, for sharing all the
+material we used to write this article and for the time they spent to
+explain us their approach.
 
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 \bibliography{biblio}
 
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